電子工作 1200MHz TRV

2018/04/01

同軸リレー

1200MHzハンドブックに載っていたアンテナ切替リレーを試してみた。

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この記事を眺めていると、私の好きな?ストリップラインを形成しているのではないかと気がついた。リレーの接点は通常、プリント基板面から浮いていて、長い距離があるため、50MHzを超えると厳しくなる。
今回の本に掲載されていたのは、側面をグランドで覆うことで、正にストリップラインを形成しているのではないかと気がついた。これは面白い!。この辺りは、ATTの製作で経験しており、そこそこ特性が出ることがわかっている。
この時も500MHz程度までだが、1200MHzで実用になるか、試してみた。

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特性を測るためにSMAコネクターとストリップライン(FR4、1mm厚)でリレーと接続している。

結果はこの通り。
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430MHzに使用するには、十分すぎる特性だ。ロスはほとんど気にならない。優秀だ。

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1200MHzになると、うむ、3dBのロスは大きすぎ。ちょっと、つかえないなぁ。

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これは、端点を50オームで終端したときのリターンロス。20dB近く取れているのでSWRにすると1.2程度。まあまあ使えないことはない。

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アイソレーションはと言うと10dBぐらい。正直、かなり厳しい値だ。10Wだと、1Wも漏れてしまう。

まあ、こんなん結果で、1200MHzでは、ちと厳しそう。430MHzでは問題なく使えるであろう。
原典では、接点側に1pFのコンデンサーを入れて補正している。私もこの値で試してみたが、改善されず逆に若干悪化した。これはリレーの接点の導体をLに見立てて、Cを追加することでローパスフィルターを形成して、インピーダンスの乱れを補正するものだ。1pFではなくて、もっと最適値があるかもしれない。引き続き、試してみたいと思う。この手法は、50MHzの例ではあるがうまくいっている。古くは、電話線の装荷線輪も高域の減衰を低減する手法だ。

備忘録
使用したリレーはRSA-9(神明電機製) 秋月の安売りで@30
これは、富士通高見澤のRYリレーがオリジナル。30年近く前に電話の宅内装置に使用するため作られた。FCC Part68などに対応した、コイル-接点間の耐圧を有している。世界中にセカンドソースがいっぱいある。

プリント基板は、FR4、1mm厚。スルーホールをジャンパー線で作っている。


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2018/03/21

1200MHz スタックケーブル

今日は東海QSOコンテスト。昨年は何局かとQSOしたと思うが、今回は知り合いの2局を探してナンバー交換。ここのところ、CWやってないなぁ。

最近では、1200MHzのLoop八木を増産していた。これをスタックにするためのケーブル。この本を懇親会仲間から借りてきた。この本が出版されたころは、ちょうど無線を止めていた時期なので、初めて目を通すが、中々秀逸な資料だ。眺めていると、自分でも簡単に1200MHzのセットが作れるような錯覚に陥る。
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この作例では、5D-FBケーブルが使用されている。5D-2Vでも大丈夫だと思うが、5D-FBを手に入れてみた。これは心線もアルミに銅が巻き付ける構造になっている。人の話によると、劣化してくると、ココが分離したりするそうだ。ロスが少ないのはいいが、はんだ付け性にやや難がある。それほど問題はないが。

出来上がりが、これ。
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製作過程を記録しておく。接合部は極力最短となる構造を考える。写真にはないが、調整後、銅箔でアース側を覆って、ハンダで仕上げてある。
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測定の様子。相変わらず、汚い机。50オームのダミーを接続しておいて、リターンロスを測定している。
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25オームライン長がオリジナルの139mmの時の特性だ。随分と低い。同軸ケーブルの短縮率の問題と言うよりも、接合部の配線長等が効いているようだ。原典では1pFを6個追加して、補正をしているが、ここでは25オームラインを切り詰めて調整する。
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139mmを16mm切り詰めて、123mmとした特性だ。
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良い感じに仕上がっているが、実は詰めが甘い。

-・・・-
防水のために、接合部に2液性のエポキシを流し込んだ。
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念のために、再度、特性を確認すると、共振点が下がっている(1220MHz)。Nコネクター側に流し込んだエポキシのせいだ。詰めが甘い。誘電率が変わったからだろう。リターンロス18dB、SWRにして、1.3程度なので、まあ、いいか。この当たりが、1200MHzなんだと、妙に納得。一つ賢くなった(はずだ)。

参考データ:
N-J、N-P(RG-213)ともに秋月の安物。
5D-2Vケーブル長はN-P先端から接合部まで315mm。
25オームラインは5D-FB-Lite 123mm
測定用のN-SMA変換は秋月の安物。ダミーロードはTME製3GHzまでの物。

Loop八木はここ
430MHz用スタックケーブルはここ

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2018/02/25

1200MHz PreAmp送受信制御

トランシーバーに外付けでプリアンプを接続するとなると、送受信時に信号ルートを切り替える必要がある。間違ってプリアンプの出力側に送信してしまうと最悪プリアンプを壊してしまうこともある。

と言うことで、切り替えるタイミングを制御する必要がある。受信から送信に切り替わる時は先に送信ルートに切り替えた後、トランシーバーの送信を有効にする。送信から受信に切り替わる時は、トランシーバーの送信を切ってから、送信ルートからプリアンプのある受信ルートに切り替える。
リレーのスペックを確認すると、5mSもあれば切り替わるようだが、余裕をみて20mSの遅延を設けることにした。

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さて、久々にPICと格闘した。先ずは、開発環境のバージョンアップから。しばらくぶりにIDEを立ち上げると新しいバージョンがあることを告げらえる。仕方なくバージョンアップへ。

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1日もがいて、やっと思い通りの動作ができるようになった。これまで使っていたPTT制御の装置にプログラムを入れ替えることにした。ホットボンドで固めているし、直付けで実装してあるので、書込み用の線を引き出して書き込む。適当に作っているので、苦労する。PICは8pinのPIC12F1822。小型だが強力なチップだ。

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出来上がったのが、これ。プリアンプを切り替えるためのコネクターが追加されている。フォトカプラ―で制御する予定だ。アースを分離するためだ。

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タイミングをロジアナで確認した。こんな物でも確認しておかないと後で痛い目を見る。今日はここまで。

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2018/02/22

1200MHz PreAmp

1200MHzのテコ入れ、第一弾。プリアンプを作っている。アンテナまでのケーブルロスが気になるのと、ハンディートランシーバーの感度に不安を感じたからだ。実際に筑波山で信号は認識できるが、復調できない信号が何局かあった。もう少し余裕の受信感度が欲しい。

昔なら、ガリヒ素のFETを用意するところだが、最近はこんなものが手に入る。MMICを使用したAmpモジュールだ。中華製にしては安くないが$8ちょっとで手に入る。何せ中華製だから、本当にSPF5189が使われているか疑問が残るが、本当だとすると1.2GHzでもNFが0.8dB程度とそれなりに優秀な値になっている。

問題はフロントに使用するBPFだ。真鍮板を曲げて作る。複雑な曲げはできないので、L型に曲げた2枚の板を半田付けでつないでいる。
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真鍮板の加工は初めてだが、0.3mm厚と薄いので扱いやすい。また、熱伝導性が悪いので半田付けも楽だ。20Wのセラミックヒータの半田ごてでもある程度付けることができるし、60W(同じくセラミックヒーター)のこてでは余裕で付けることができる。
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共振棒の上部にはテフロンチューブが見える。押さえが効かないので万能接着剤でずれ防止のため押さえてある。
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この穴は4mm径。これがミソで4mmのステン製のネジを差し込んでおいて半田付けを行う。共振棒上部の3mmのネジも入れておくことで位置決めができる。この状態で半田付けを行うと上手くできる。
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SMAコネクターも中華製で20円もしないものだ。安価で助かる。
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3mm径で15mm長のネジで共振点の調整を行う。可変範囲はかなり広い。ねじなしでは2GHz以上だし、ねじ込めば1.2GHzよりももっと共振点が下がる。共振棒の長さもかなりラフでもいいのかもしれない。
ネジには電池ボックスから外したばねを入れた。調整後、ホットボンドで固めるつもりだ。
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さて、特性だがこんな物でもそれなりの特性を得ることができた。気にしていた挿入損失も0.8dB程度と思いの外、低い値を示している。
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測定の様子です。
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早速、Ampを接続してのトータル特性だ。
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データシートのゲインとも一致する。1.2GHzでは15dBのゲインだからフィルターのロスを差し引くと14dBのゲインとなる。5Vで80mA程度流れる。
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さて、実際にアンテナをつないで確認してみよう。

キャビティの概要は、幅20mm、縦30mm、高さ15mm。板厚は0.3mm。共振の棒は5mm径(厚さ0.5mm)、長さ27mm。材質はいずれも真鍮。
調整用には15mm長、3mm径のネジ。絶縁は4mm径のテフロンチューブ。

SPF5189のデータシート:「spf5189z_data_sheet.pdf」をダウンロード


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2017/05/27

ADF4351 近接スプリアス BPFを入れてみる

タイトルが変わり映えしないが、今度はBPFを入れてみた。

430MHzぐらいだと、いい加減に作ってもそこそこ特性が出るのだが、1GHzともなるとそう簡単にはうまくいかないようだ。形は何とか追い込んだが、如何せんロスが多い。まあ、近接スプリアスを見るのだから、傾向ぐらいはつかめるだろう。これで試してみた。特性は、こんな感じ。
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さてここで、BPFを挿入してみる。
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綺麗に近接のスプリアスが取れている。もっとも、BPFのロスが10dBもあるのでこれがATTになっているので、スプリアスの絶対値は10dBほど有利になっている。本来この部分は割り引いて考える必要がある。

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スパンを狭めている。BPFを未挿入の場合だ。左端にスプリアスのスペクトラムが少しだけ見える。

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こちらは、BPF挿入した場合だ。レベルが10dBほど下がってしまっている。

今回のプロジェクトはこのPLLやAmpはモジュールを使おうとしているので、一番のキーはいかにうまくBPFが作れるかにかかっている。特に送信終段のBPFはロスも極力小さくしないと、せっかくのパワーがココでロスって、十分に取り出せなくなる。

このADF4351は優れものだ。これをうまく使えば簡単にLOが出来そうだ。さて、もう少し真面なBPFを作らねば・・・。(続く)


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2017/05/24

ADF4351 近接スプリアス HPFを入れてみる

やってみると、失敗だったことがすぐにわかる。後から考えてみると、当たり前だとわかるが、考えているだけだとわからないことが多い。

ADF4351の近接スプリアスを取るための実験だ。以下は、前回撮った写真だ。左側の高い輝線はDCレベルを表しており、この前後にスプリアスが見える。こいつで、変調されて目的の信号の前後にスプリアスが生じると考えた。(これは、誤り)
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それで、この低域をカットするHPFを作ってみた。
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フィルターは100MHz辺りを目指したが、実測すると150MHz付近がカットオフ周波数になっている。主にコイルのインダクタンスが正確ではないためだと思う。0.9mm径の銅線をドリルの適当な径に巻いて伸ばしてインダクタンスを調整した。

それで、うまくスプリアスが取れたかというと、目的の信号では全く変化なし。もちろんDC付近の低域のスプリアスは綺麗になくなったが。
あまりのショック?で写真を撮り忘れた。(以下は、以前の写真だが、こんな感じで、目的の信号付近は全く変化なしだ。この時のクロック周波数は10MH。)
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まあ、冷静に考えると、2~4.4GHzのVCOの信号をディジタル的に分周して作っている。この分周が、スプリアスの原因(推定だが)だとすると、信号付近のスプリアスはこれによるもので、しっかり成分として現れるはずだ。それに加えてDC付近の成分を含むのであろう。したがって、HPFを付けて除去できるのは、このDC付近の物だけで、信号付近のスプリアスが除去できるはずがない。ということではないかと思う。

なので、信号付近のスプリアスを除去するためには、信号付近のBPFを入れる必要がありそうだ。このチップのクロック周波数が25MHzであれば、信号とスプリアスが結構離れているのでフィルターで分離できるのではないかと思う。BPFを作ってみようと思う。
(続く)


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2017/05/18

ADF4351 近接スプリアス

気になっていた、近接スプリアスについて調べてみた。
切り分けとして、やったこと。

これは、1GHzを出力した場合。
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1)XTALオシレータの電源を分離してみる。
 引き回しにより、スプリアスが発生しているのではないかと思い、パターンの分離、デカップリングコンデンサーの追加、別電源(XTALOSCを別電源、PLL ICを乾電池)にしてみるも、様子に変化なし。
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上の写真は、ポリウレタン線によりパターンの分離とデカップリングの電解コンデンサーを追加。それ以外に色々試すが変化がない。

2)OSCを外部のSSGより25MHzを入れる。(正弦波)
元のXTALオシレータは3V0-pだが、SSGを相当絞ってもロックする。IC内部にアンプか波形成型回路が入っているのか?
結果は、ほとんど変化なし。
以下は、発振周波数を433MHzにした時の波形。
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3)外部OSCの周波数を10MHzに変更し、発振周波数を433MHzにした時の波形。(レジスタ値を変更している)
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これまた、きれいにスプリアスが並ぶ。

色々やっている中で気が付いたこと。外部OSCのレベルをかなり下げてもPLLがロックしているように見える。このとき、入力レベルを下げてもスプリアス値はほとんど下がらない。
さらにレベルを下げてSSGの出力をOFFにしても、このICから433MHz付近で出力が出続ける。さすがにロックしていなのでフリーランになっているのか周波数が狂うものの、相変わらず近傍にスプリアスが出る。クロックを止めているにもかかわらずだ。
これらのことから、どうもクロックオシレータが回り込んでスプリアスを発生させている訳ではないようだ。どうもこのICの原理的なもののように思える。マニュアルを読んでみるか(まだよく読んでいない!)
ネットとかを見てもちょっと見ただけではこの事象に関する記載を見つけることができなかった。
クロックを25MHzぐらいにとれば、BPFで取ることができるのだろうか、この当たりからやってみようか。どなたか、そんなの当り前だよ、と教えていただけませんか!

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2017/05/14

ADF4351 レジスターを設定する

今日は不用品の整理や相変わらず庭の草取りなど、電子工作の方はさっぱりだ。昨日書き忘れたレジスターの設定について記しておく。

アナデバが評価ボード用に提供しているPC用アプリだ。アナデバの評価ボードにはUSBでシリアル接続されている。このアプリで設定値を入力し、ADF4351のレジスターに流し込むことができる。中華製のボードではできないが、各レジスターの値がわかるので、これをPICで作った設定器で設定値を流し込んで使う。

周波数を433MHzにした時の値。
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周波数を1000MHzにした時の値。
Adf4351_reg_1000

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2017/05/13

ADF4351 広帯域シンセサイザーを動かしてみる

GWはコンテスト三昧で他のことは疎かになっていたが、少しづつ元に戻そうと思っている。自作も遠ざかっていたが、またやってみたい本能的な疼きもあり、こんなことをやってみた。

自作と言っても、アリババでこんなモジュールを見つけた。ADF4351を組み上げたモジュールだ。
Aliexp_adf4351
これは、アナデバの石で何と35MHzから4400MHzまで連続で信号が得られるシンセサイザーだ。物はPLLでVCOまで内蔵している。基本は2200MHzから4400MHzまでのVCOを内蔵しており、周波数デバイダーとの組み合わせで下限を35MHzまで拡大させることができる。

中華製にしては安くはないが、約5mm角のチップ単体でも入手可能(約$10ぐらい)だが、基板を起こさないと実験すらできない。それを考えると、まあ、お手頃の価格だと思っている。

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この石を制御するためには、シリアルデータを送り込む必要がある。今回はPICを使ってみた。最終的には8pinぐらいの小さな石に焼き直そうと思っている。その時の電源電圧は3V系だと、PLL ICと直結することができる。今回はデバッグを兼ねてLCDまで奢ってみた。

で、これを何に使うかというと、今のところ1200MHzあたりのトランスバーターができないかと思っている。従来は水晶発振器を逓倍して信号を得るがスプリアスや回路規模の点から不利になる。自分でPLLを組もうと1/2周波数のVCOを譲っていただいたりしたのだが、自分でまともなPLLを組み上げる自信がない。何気なくアリババを見ていて見つけたのがこのモジュールだ。中華製ではあるが、アナデバの参考回路を忠実に再現していればそんなに酷いものにはならないと踏んだ。
2.4GHzであれば直接発振させることができるし、それ以上のバンドであれば逓倍すればローカルOSCとして利用でき価値が高そう。

というわけで、1年以上間が開いてしまったが、プログラムと格闘することになった。AD9851のDDSをドライブしていたモジュールを改造することにした。
ちょっと、ポイントを記しておく。
1)MSBからビットを送る(AD9851はLSBから送出)
2)32bit構成のレジスターが6個あるが、設定する場合は、5,4,3,2,1,0の順で逆から送る

下位3bitがControlBitでレジスターのアドレスを示す。まず、アドレスのみをセットして、他はオール0のデータを書いてみて、うまく送出されるかをロジアナを使って確認しておく。
Adf4351_0x0

Adf4351_0x0_up
まあ、ここにたどり着くまで、忘れてしまった言語を思い出すのに四苦八苦しているのだが。LSBが5,4,3,2,1,0となっていることを確認している。下はレジスター5のところを拡大している。

Adf4351_1ghz

Adf4351_1ghz_up
次に1GHzのデータを設定した場合。正しくビットが送出されているか、1bitごと確認した。

ここまで確認しておくと、モジュールを接続してみるとあっさり信号が出てきた。
Dscf0228

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スパンを広げてみると、信号の近傍にPLLのクロックである25MHzが並んで見える。アナログ的には実装方法を含めて検討する必要がある。ここまでは周波数設定器の開発なので。

さて、プログラムだが忘れていたのを思い出しながら、大したプログラムでもないが時間がかかってしまった。データは配列で保持しているが、うまくポインター渡しにできるようにしたい。もう少し、格闘してみるか。


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